Описываемое ниже устройство предназначено, в основном, для построения импульсных источников питания с высоким входным напряжением, например, выпрямленным напряжением промышленной сети переменного тока.
В настоящее время считается, что наиболее эффективные конвертеры для решения такой задачи можно реализовать только на полевых транзисторах, поскольку эти полупроводниковые приборы обладают исключительно высокой скоростью коммутации. Кроме этого, для управления ключевыми каскадами такого типа требуется очень небольшая мощность.
Однако конструкция мощного полевого транзистора такова, что его выходная емкость, шунтирующая разомкнутый ключ, имеет большую величину. Поэтому потери мощности на полевых ключевых элементах в сетевых конвертерах, входное напряжение в которых составляет несколько сотен вольт, оказываются слишком большими, поскольку мощность динамических потерь зависит от квадрата переключаемого напряжения. Если же емкость уменьшается за счет изменения конструкции полевого транзистора (уменьшения ширины канала), то возрастает его сопротивление в замкнутом состоянии, вследствие чего основную часть потерь создает падение напряжения на замкнутом ключе, при этом суммарная мощность потерь остается практически прежней. Это же относится к транзисторам типа IBGT, напряжение насыщения которых составляет несколько вольт. Кроме этого, для упомянутых транзисторов характерна недостаточно высокая крутизна прямой передачи, из-за чего преобразователи с полевым транзистором или IGBT в качестве выходного в ключевом каскаде имеют относительно сложную структуру.
От этих недостатков свободны биполярные транзисторы, обладающие одновременно очень низким напряжением насыщения и относительно малой выходной емкостью, а их высокая крутизна позволяет создавать преобразователи на единственном транзисторе. Кроме этого, при использовании индуктивных цепей управления потери мощности в этих цепях могут быть соизмеримы с потерями на управление полевых транзисторов. Однако у биполярных транзисторов существует недостаток, связанный с медленным переключением из насыщенного режима и большой вследствие этого рассеиваемой на транзисторе мощностью, наличие которого сводит на нет все имеющиеся преимущества.
Известно [1], что для устранения этого недостатка при выключении насыщенного биполярного ключевого транзистора следует смещать его базу в область отрицательных напряжений с помощью достаточно мощного драйвера, что существенно повышает быстродействие транзистора, при этом считается, что выделяемая на нем мощность становится минимально возможной. С многоэтажными драйверами, предназначенными для реализации такого способа, можно ознакомиться, например, в [2, 3]. Однако проведенные исследования показали, что такой способ выключения ключевых транзисторов, находящихся в режиме насыщения, позволяет получить лишь весьма ограниченный выигрыш, как в скорости переключения, так и в рассеиваемой на транзисторе мощности. Это, вероятно, объясняется тем, что при выключении биполярного транзистора из насыщенного состояния существует избыточный заряд как в области базы, так и в коллекторной области. Причем оба заряда имеют противоположную полярность [1]. Поэтому, хотя избыточный заряд из области базы с помощью обратного смещения удаляется достаточно эффективно, что увеличивает скорость переключения, одновременно удалить коллекторный заряд, имеющий другую полярность, с помощью такого способа невозможно. Поэтому этот заряд нейтрализуется во время переключения и полностью или частично преобразуется в мощность потерь, проявляющуюся в виде нагрева ключевого транзистора.
Другим известным способом увеличения быстродействия биполярных ключевых транзисторов является использование диодов Шоттки, включаемых между коллектором и базой ключевого транзистора [1]. При использовании такого решения транзистор вообще не входит в режим насыщения, поэтому переключение осуществляется из ненасыщенного режима, что значительно увеличивает быстродействие биполярных транзисторов. Однако такой прием в конвертерах с высоким входным напряжением неприменим по нескольким причинам. Во-первых, не существует диодов Шоттки с достаточно малым прямым падением при допустимом обратном напряжении 500 В и более. Во-вторых, мощность, выделяемая на ключевом транзисторе в случае использования диода Шоттки, оказывается относительно большой, поскольку в течение всего времени замкнутого состояния ключевого транзистора напряжение коллектор-эмиттер должно поддерживаться на уровне выше 0.5V, и даже при этом никогда нет гарантии, что транзистор уже не насыщен. И, наконец, при использовании диода Шоттки для поддержания ненасыщенного состояния ключевого транзистора возрастает влияние эффекта Миллера, поскольку емкость диода добавляется к собственной емкости коллектор-база ключевого транзистора. Поэтому такой способ на практике в конвертерах напряжения не применяется.
Известен также способ увеличения быстродействия ключевых транзисторов, конкретная схемная реализация которого предложена в [4]. В соответствии с этим способом выключение ключевого транзистора производится замыканием его базо-эмиттерного перехода в момент, когда напряжение между коллектором и эмиттером в результате увеличения коллекторного тока начинает быстро нарастать, что соответствует моменту выхода транзистора из состояния насыщения. Использование этого способа позволило существенно улучшить скоростные показатели биполярных транзисторов и сделать их не только конкурентоспособными по сравнению с полевыми транзисторами при большой величине коммутируемого напряжения (300 и более вольт), но даже позволило в таких условиях обеспечить меньшее тепловыделение биполярного ключевого каскада по сравнению с выполненными на полевых транзисторах. Однако и в этом случае скорость переключения не превышает 70...120 нс, хотя тепловыделение существенно уменьшается по сравнению с рассмотренным выше первым способом вследствие выключения транзистора из ненасыщенного состояния, когда избыточный заряд в коллекторной области отсутствует, а по сравнению со вторым, когда транзистор не вводится в режим насыщения (например, с помощью диода Шоттки) – поскольку при использовании способа, предложенного в [4], ненасыщенное состояние устанавливается только непосредственно перед переключением, а все остальное время транзистор удерживается в состоянии глубокого насыщения при напряжении на коллекторе не выше 0.1...0.3V. Кроме того, в этом варианте полностью устраняется эффект Миллера.
Однако, несмотря на то, что данный способ позволяет получить существенный выигрыш в мощности, рассеиваемой на ключевом транзисторе, тем не менее, скоростные характеристики биполярных транзисторов при его использовании оказываются все же не предельными, а мощность потерь не минимальной, что установлено в результате экспериментальных исследований. Эти же исследования позволили таким образом изменить структуру биполярного ключевого каскада, что его параметры, по всей видимости, приблизились к физически достижимому пределу.
Принципиальная схема биполярного ключевого каскада, которая использовалась для испытаний, представлена на рис.1.
|
| Рис.1. |
Устройство содержит ключевой транзистор VT3, коллектор которого через индуктивную нагрузку подключен к источнику входного напряжения E1, а также управляющие транзисторы VT1,VT2. Эмиттер VT2 подключен к источнику отрицательного смещения E2. Управление работой каскада осуществляется с помощью генератора импульсов ГИ.
В результате исследований установлено, что подача отрицательного смещения на базу ненасыщенного транзистора также полезна для увеличения скорости переключения, как и при выходе из насыщения. Следовательно, используя такой прием можно дополнительно улучшить характеристики устройства, предложенного в [4], поскольку в этом устройстве переключение производится из ненасыщенного режима, однако база ключевого транзистора перед переключением замыкается на общую шину, что не позволяет удалить избыточный заряд из базовой области с достаточной скоростью. Поэтому способ выключения биполярного ключевого транзистора, реализованный в изображенном на рис.1 устройстве, заключается в том, что вначале обеспечивается контролируемый вывод ключевого транзистора из насыщения, аналогично [4], после чего базовый электрод уже ненасыщенного транзистора смещается большим током в область отрицательных напряжений.
При таком способе выключения избыточный заряд в коллекторе отсутствует, поскольку к моменту подачи отрицательного смещения на базу транзистор уже не насыщен, а поскольку базовый переход смещается большим током в обратном направлении, быстро ликвидируется заряд в базовой области. Причем если эта ликвидация произведена быстрее, чем значительно увеличится напряжение на коллекторе, активная мощность, выделяемая на ключевом транзисторе при выключении, может теоретически стать равной нулю (без учета динамических потерь).
Соответственно, рабочий цикл биполярного ключевого каскада выглядит следующим образом. Сначала с помощью генератора импульсов ГИ через резистор R3 обеспечивается достаточный ток базы для глубокого насыщения ключевого транзистора VT3. Затем, вследствие увеличения коллекторного тока, обусловленного индуктивной нагрузкой, обеспечивается выход из насыщенного состояния, контролируемый по величине напряжения на коллекторе этого транзистора с помощью диода VD1. Момент выхода из насыщенного состояния можно регулировать, изменяя ток базы. И, наконец, когда установлено, что VT3 вышел из состояния насыщения и напряжение на его коллекторе сравнялось с напряжением на базе или превысило его, обеспечивается ликвидация базового заряда путем обратного смещения перехода база-эмиттер этого транзистора. Причем в устройстве обеспечивается максимально возможная скорость удаления этого заряда за счет максимально возможного разрядного тока. Кстати, в литературе нет единого мнения по вопросу величины этого тока. Некоторые источники предлагают использовать удвоенную величину разрядного тока базы по сравнению с базовым током насыщения, другие – половину максимального тока коллектора. К сожалению, и те, и другие рекомендации ничем не обоснованы.
В описываемом устройстве величина тока со стороны коллектора транзистора VT2 не ограничивается, при этом величина разрядного тока достигает максимально возможного значения, равного коллекторному току ключевого транзистора VT3 в момент разряда. Необходимость именно такого подхода объясняется тем, что разряд базовой емкости ключевого транзистора необходимо осуществить с максимально возможной скоростью, чтобы остаточный заряд в базе к началу возрастания напряжения на коллекторе имел минимальную величину. А этого можно добиться только за счет увеличения разрядного тока, который не может превысить величину коллекторного тока в момент переключения. Здесь следует отметить, что по результатам экспериментов ток разряда может ограничиваться объемным сопротивлением базы ключевого транзистора, поэтому для обеспечения максимального эффекта напряжение обратного смещения E2 следует увеличивать при увеличении максимального коллекторного тока ключевого транзистора.
Рассмотрим подробно механизм работы ключевого каскада по представленной на рис.1 упрощенной принципиальной схеме.
Одновременно с положительным фронтом импульса на выходе источника импульсов ГИ через оба резистора R1, R3 появляются токи, один из которых втекает в базу ключевого транзистора VT3, а второй – в эмиттер p-n-p транзистора VT1. Однако в базу транзистора VT2 этот ток не поступает, поскольку между эмиттером VT1 и общей шиной включен конденсатор C1. Поэтому ток базы ключевого транзистора VT3 не шунтируется транзистором VT2, вследствие чего ключевой транзистор насыщается.
В результате насыщения напряжение на коллекторе ключевого транзистора становится близким к нулю, вследствие чего открывается диод VD1, который отводит ток через резистор R1 на коллектор насыщенного ключевого транзистора. Соответственно, транзистор VT2 остается выключенным в течение всего времени, пока ключевой транзистор VT3 насыщен.
С течением времени коллекторный ток ключевого транзистора, обусловленный индуктивным характером нагрузки, линейно возрастает. При этом коэффициент его усиления по току нелинейно уменьшается. Вследствие этого через некоторое время ток базы VT3 становится недостаточным для удержания его в насыщении, и напряжение на его коллекторе начинает увеличиваться, что соответствует моменту выхода из насыщенного состояния и ликвидации избыточного заряда в коллекторной области. Как только это происходит, диод VD1 начинает запираться и ток через резистор R1 и промежуток эмиттер-коллектор VT1 начинает поступать в базу транзистора VT2. Транзистор VT2 открывается и замыкает базу ключевого транзистора VT3 на шину отрицательного источника E2. Однако без конденсатора C1 этот процесс был бы относительно медленным, поскольку совокупность транзисторов VT2 и VT1 с резистором R1 в цепи эмиттера практически эквивалентна линейному усилителю. Поэтому существенную роль в увеличении скорости переключения транзистора VT2 играет конденсатор C1. При наличии этого конденсатора эмиттер транзистора VT1 в момент переключения оказывается подключенным к источнику напряжения, который образован заряженным конденсатором C1. Вследствие этого транзисторы VT1, VT2 оказываются охваченными положительной обратной связью, образуя эквивалент тиристора, выходной ток которого может многократно превышать ток разряда конденсатора C1, причем выход этого тиристора подключен к базе ключевого транзистора VT3. Вследствие такого включения заряд, образованный током базы этого транзистора, удаляется с настолько высокой скоростью, что практически перестает влиять на его переключение. В результате скорость переключения индуктивной нагрузки определяется практически только паразитными емкостями, а мощность, рассеиваемая на ключевом транзисторе, определяется в основном только динамическими потерями и падением напряжения в режиме насыщения. Следует отметить, что для эффективной работы VT2 должен иметь допустимое значение импульсного тока коллектора не меньшее, чем максимальное значение тока через эмиттер ключевого транзистора VT3. На рис.2 представлены осциллограммы напряжений на коллекторе и эмиттере ключевого транзистора типа 2SC3973, используемого в экспериментах в качестве VT3.
 |
| Рис.2. |
При описании работы устройства предполагалось, что импульсы источника управления ГИ имеют бoльшую длительность, чем длительность удержания низкого уровня на коллекторе ключевого транзистора VT3, т. к. устройство самостоятельно выходит из включенного состояния. Кроме этого, напряжение на выходе генератора импульсов ГИ обязательно должно быть двухполярным. Это необходимо для выключения тиристора, образованного транзисторами VT1 и VT2. При использовании представляемого ключевого каскада в составе автоколебательного конвертера с трансформаторной нагрузкой все перечисленные условия выполняются автоматически.
Данный пример показывает, что использование биполярных транзисторов позволяет создавать существенно более простые и более эффективные импульсные преобразователи напряжения, по сравнению с выполненными на полевых транзисторах или IGBT.
В заключение следует отметить, что увеличение скорости переключения зафиксировано при использовании в качестве ключевого относительно высокочастотного транзистора, каким является, например, 2SC3973. При его замене на более низкочастотный транзистор типа MJE18004 скорость переключения изменяется слабо (длительность фронта составляет примерно 90 нс). Тем не менее, рассеиваемая на транзисторе мощность, определяемая по температуре корпуса, при подаче отрицательного смещения уменьшается примерно вдвое.
Ссылки